Hệ thống MIMO-OFDM quang vô tuyến trong nhà

TAÏP CHÍ PHAÙT TRIEÅN KH&CN, TAÄP 17, SOÁ T1 - 2014 
 Trang 5 
Hệ thống MIMO-OFDM quang vô tuyến 
trong nhà 
 Đặng Lê Khoa 
 Vũ Thanh Tùng 
 Nguyễn Thanh Tú 
 Nguyễn Hữu Phương 
 Trường Đại học Khoa học Tự nhiên, ĐHQG-HCM 
(Bài nhận ngày 20 tháng 3 năm 2013, nhận đăng ngày 20 tháng 4 năm 2014) 
TÓM TẮT 
Hệ thống quang vô tuyến trong nhà được 
quan tâm nhờ khả năng truyền dữ liệu tốc độ 
cao mà không can nhiễu với sóng điện từ. 
Kỹ thuật đa đầu vào – đa đầu ra (MIMO) cho 
phép truyền dữ liệu tốc độ cao hoặc cải thiện 
chất lượng truyền. Ghép kênh phân chia tần 
số trực giao (OFDM) có thể gửi luồng dữ liệu 
ở tốc độ cao bằng cách dùng nhiều sóng 
mang con trực giao. Bài báo này đề xuất hệ 
thống quang vô tuyến dùng kỹ thuật MIMO-
OFDM. Từng luồng dữ liệu trên mỗi anten 
quang được tách ra bằng thuật toán ép 
không. Tỉ lệ lỗi bit được ước lượng bằng 
phương pháp biên độ véc-tơ lỗi (EVM). Kết 
quả phân tích tỉ lệ lỗi bit (BER) cho thấy hệ 
thống MIMO-OFDM quang vô tuyến đạt 
được chất lượng cao hơn so với hệ thống 
quang MIMO khi truyền tín hiệu qua kênh 
truyền có phản xạ. 
Từ khóa: Quang vô tuyến, MIMO, OFDM 
MỞ ĐẦU 
Gần đây, với sự phát triển của công nghệ, 
con người đang có xu hướng sử dụng nhiều thiết 
bị di động, thiết bị xách tay thay vì sử dụng máy 
tính để bàn. Những thiết bị này rất thuận tiện 
nhưng việc trao đổi dữ liệu giữa chúng bị hạn 
chế. Giải pháp truyền dữ liệu giữa các thiết bị 
dùng tần số vô tuyến cho phép thiết lập những 
đường truyền trong nhà với khoảng cách ngắn. 
Tuy nhiên những giải pháp này tương đối đắt và 
có tốc độ truyền thấp. Chuẩn Indoor IEEE 802.11 
[1] khá phổ biến và cung cấp tốc độ dữ liệu xấp 
xỉ 50 Mbps. Đường truyền dùng tần số vô tuyến 
có băng thông truyền bị giới hạn và có thể bị 
nhiễu bởi những thiết bị khác. Hệ thống quang 
không dây có thể giải quyết những hạn chế này. 
Hiện nay, nhiều đường truyền quang không dây 
đang được đầu tư nghiên cứu ở các phòng thí 
nghiệm trên thế giới và có thể đạt tới tốc độ vài 
Gbps [2]. Đường truyền quang không dây truyền 
thông tin bằng cách sử dụng bộ điều chế điện 
sang quang, thông thường là Light-emitting diode 
(LED) và photodiode chi phí thấp mà không cần 
sử dụng các kĩ thuật thiết kế mạch cao tần. Do 
dải tần số vô tuyến không nằm trong dải tần số 
quang nên đường truyền quang không dây không 
bị nhiễu với các thiết bị sử dụng tần số không 
dây. Sự phát xạ quang trong vùng hồng ngoại 
hoặc vùng không nhìn thấy dễ dàng bị chặn lại 
bởi sự chắn sáng. Do vậy, nhiễu giữa những thiết 
bị kề nhau được giảm xuống một cách dễ dàng và 
kinh tế. Đường truyền quang cũng phù hợp cho 
những thiết bị xách tay vì có rất nhiều mạch thu 
phát quang nhỏ với giá tương đối thấp. 
Science & Technology Development, Vol 17, No.T1- 2014 
Trang 6 
Đường truyền quang không dây có một vài 
nhược điểm. Tín hiệu quang bị suy giảm và tán 
sắc do hiện tượng truyền đa đường. Đường 
truyền quang không dây bị ảnh hưởng bởi những 
nguồn sáng xung quanh hay nhiễu nền [3, 4]. 
Công suất tối đa của ánh sáng quang bị giới hạn 
bởi những quy định về bảo vệ mắt và da [3]. Đầu 
thu quang không dây yêu cầu photodetector có 
vùng nhạy lớn để thu nhận đủ công suất và đạt 
được chất lượng tín hiệu chấp nhận được, thường 
thì Bit-error-rate (BER) là dưới 10-3 [5]. 
Gần đây, kỹ thuật MIMO được nghiên cứu 
và là một kỹ thuật triển vọng trong việc gia tăng 
dung lượng hoặc chất lượng hệ thống. Để làm 
được điều này, kỹ thuật MIMO đã truyền và nhận 
dữ liệu bằng cách sử dụng nhiều antenna ở cả bên 
phát và thu. Hệ thống MIMO quang vô tuyến đa 
sóng mang cho chất lượng truyền tốt hơn hệ 
thống SISO khi thiết lập góc nữa công suất một 
cách hợp lý [6]. Trong môi trường có phản xạ, 
khi tốc độ truyền quá lớn, hệ thống cần sử dụng 
kỹ thuật ghép kênh đa sóng mang để chia luồng 
dữ liệu thành nhiều luồng nhỏ có tốc độ thấp. 
OFDM là kỹ thuật sử dụng hiệu quả băng thông 
bằng cách dùng các sóng mang con trực giao. 
Một ký hiệu OFDM có thể chứa rất nhiều sóng 
mang con chồng lấn lên nhau về mặt phổ tần, nhờ 
vậy, băng thông được tận dụng hiệu quả. Cùng 
với đó là việc thực hiện OFDM khá đơn giản với 
thuật toán IFFT cho luồng phát và thuật toán FFT 
ở luồng thu [7]. Kỹ thuật OFDM còn hiệu quả 
trong mạng đa truy cập, hệ thống truyền vô tuyến 
trên sợi quang (RoF) [8]. Trong bài báo này, 
chúng tôi đề xuất hệ thống quang vô tuyền dùng 
kỹ thuật MIMO-OFDM qua kênh truyền có phản 
xạ. Hệ thống quang vô tuyến được đề cập ở đây 
có thể phát triển để ứng dụng cho các hệ thống vô 
tuyến trong môi trường quang tự do (Radio-on-
free space optical: RoFSO). Đây là hệ thống 
được đề xuất trong thời gian gần đây [9]. Phần 
còn lại bài báo được trình bày như sau: phần 2 
trình bày cơ sở lý thuyết, phần 3 trình bày hệ 
thống quang vô tuyến dùng MIMO-OFDM, phần 
4 trình bày kết quả mô phỏng, và phần cuối cùng 
là kết luận. 
CƠ SỞ LÝ THUYẾT 
Điều chế cường độ và tách sóng trực tiếp 
Nhiệm vụ chính của đầu phát quang là 
chuyển đổi tín hiệu điện thành tín hiệu quang và 
phát tín hiệu ra kênh truyền. Laser Diode (LD) 
thường được sử dụng làm nguồn phát quang. Đối 
với LD điều chế tuyến tính, tín hiệu điện mang 
thông tin s(t) được điều chế thành công suất 
quang theo công thức: 
0( ) [1 . ( )]P t P m s t (1) 
với P0 là công suất trung bình của đầu phát 
và m là chỉ số điều chế quang. 
Đối với LD có điều chế không tuyến tính, 
chúng sẽ tồn tại những méo dạng điều chế. Công 
suất chủ yếu của méo dạng điều chế ngoài (IMD) 
là hàm bậc 3 [10]. Do vậy, công suất quang phát 
ra P(t) được tính như sau : 
3
0 3( ) [1 ( ) ( )]P t P s t s t (2) 
 với 3 là hệ số phi tuyến bậc 3. 
Tại đầu thu, gọi X(t) là công suất tức thời 
của nguồn phát quang. Y(t) là dòng tức thời sau 
photodetector. Y(t) tỉ lệ thuận với tổng công suất 
thu được 
( ) ( ) ( ) ( )Y t RX t h t N t  (3) 
với R là đáp ứng của photodetector,  là nhân 
chập, h(t) là đáp ứng của kênh truyền quang, N(t) 
là nhiễu nền được mô phỏng như nhiễu AWGN 
có phương sai như biểu thức sau [11]: 
2 2 2
bg th   (4) 
với 2 2bg bg bg nbf bqrp A I R  và
42 B abs
F
k T
th nbf bR
I R 
với q là điện tích electron, r là đáp ứng của 
photodetector, bgp là độ bức xạ của nguồn nhiễu 
đẳng hướng, bgA là diện tích vùng detector,  
là băng thông bộ nhiễu quang, nbfI là hệ số băng 
TAÏP CHÍ PHAÙT TRIEÅN KH&CN, TAÄP 17, SOÁ T1 - 2014 
 Trang 7 
thông nhiễu, bR là tốc độ bit, Bk là hằng số 
Boltzmann, absT là nhiệt độ tuyệt đối, FR là điện 
trở hồi tiếp của bộ tiền khuếch đại. Khi sử dụng 
OFDM, một khoảng băng thông cần được thêm 
vào cho khoảng tiền tố vòng. Đối với môi trường 
trong nhà, khoảng tiền tố vòng là không đáng kể 
so với tổng thông tin có ích nên phương sai của 
nhiễu có thể được tính bằng biểu thức (4). 
Kênh truyền quang không dây 
Hình 1 trình bày mô hình kênh truyền quang 
vô tuyến trong nhà [12]. 
Kênh truyền quang không dây 
Trong trường hợp đơn giản, mô hình kênh 
truyền quang không dây trong nhà là đường 
truyền thẳng và có đáp ứng khá phẳng. Đáp ứng 
kênh truyền có thể được tính như sau [12]: 
(0) 1
2
( ; , ) cos ( )
 . ( / )
nn
FOV
h t S R d
rect t R c



 
 (5) 
với S là đầu phát; R là đầu thu;  là góc của 
đầu thu; FOV là vùng nhìn thấy (field of view); 
d là góc đối diện với đầu thu; n là số mode của 
búp bức xạ và tính bằng công thức: 
 1/2ln 2 / ln(cos )n  ; và 1/2 là góc truyền 
nửa công suất. 
Trong trường hợp có phản xạ, thời gian trễ 
truyền dẫn tưng ứng có thể được tính dựa trên 
vận tốc ánh sáng. Đáp ứng trên từng đường thứ k 
được tính như sau [12]: 
2
cos ( )cos( )( ) 1
2
1
( 1)2
( ; , ) .
ˆ ( ;{ , ,1}, )
n
i
N
k n
R
i
k R
c
h t S R
rect h t r n R A
  


 (6) 
i 
là hệ số phản xạ. nˆ là tác động lên bề mặt, và 
A là vùng phản xạ. 
Hình 1 trình bày mô hình kênh truyền quang 
vô tuyến trong nhà [12]. 
Đầu phát
Đầu thu
( )R 

ˆ
Sn
ˆ
Rn
R
RA
 FOV
Hình 1. Mô hình kênh truyền trong nhà 
Kênh truyền MIMO quang không dây 
Kênh truyền MIMO NxM được biểu diễn bởi 
ma trận MxN: 
1,1 2,1 ,1
1,2 2,2 ,2
1, 2, ,
( ) ( ) ( )
( ) ( ) ( )
( ) ( ) ( )
N
N
M M N M
h t h t h t
h t h t h t
H
h t h t h t
K
L
M M O M
L
 (7) 
Tùy từng môi trường, , ( )i jh t có thể là đường 
truyền thẳng như phương trình (5) hoặc trong 
điều kiện có phản xạ như phương trình (6). 
Đặt 1[ ( ), , ( ), , ( )]
T
i NP P t P t P t L L là ma trận 
tín hiệu quang truyền. Vì H là một ma trận xác 
định nên ma trận tín hiệu quang nhận được: 
'P HP . 
Science & Technology Development, Vol 17, No.T1- 2014 
Trang 8 
'
1 1 1,1 2 2,1
,1
'
2 1 1,2 2 2,2
,2
( ) ( ) ( ) ( ) ( )
 ( ) ( )
( ) ( ) ( ) ( ) ( )
 ( ) ( )
N N
N N
P t P t h t P t h t
P t h t
P t P t h t P t h t
P t h t
   
 
   
 
L
L
'
1 1, 2 2,
,
( ) ( ) ( ) ( ) ( )
 ( ) ( )
M M M
N N M
P t P t h t P t h t
P t h t
   
 
M
L
(8) 
Ta được dòng ngõ ra tại máy thu như sau: 
 'R rP n rHP n (9) 
Với r là đáp ứng của đầu thu có đơn vị A/W. 
1[ ( ), , ( ), , ( )]
T
i MR R t R t R t L L là ma trận dòng 
nhận được, và 1[ ( ), , ( ), , ( )]
T
i Mn n t n t n t L L là 
ma trận nhiễu. 
Mô hình kênh truyền MIMO quang vô tuyến 
được trình bày ở Hình 2 [6]. 
1d
2d 2d
1( )P t
2 ( )P t
( )iP t
( )NP t
'
1 ( )P t
'
2 ( )P t
' ( )jP t
' ( )MP t
Hình 2. Mô hình kênh truyền MIMO quang vô tuyến 
Sử dụng thuật toán ép không (ZF) loại bỏ 
ảnh hưởng giữa các antenna bằng cách tạo ra một 
ma trận trọng số D để có NDH I . Thuật toán 
ZF có độ phức tạp thấp và có thể thực hiện bằng 
một lần nhân ma trận. Khi M≥N, ma trận hệ số D 
của bộ ZF là: 
 1( )H HD H HH (10) 
Như vậy, khi nhân D với R, ta được tín hiệu 
trên từng anten phân biệt: 
 ˆ NU DR rI P Dn (11) 
Với 1
ˆ ˆ ˆ ˆ[ , , , ]Ti NU U U U L L là vector nhận 
được từ vector truyền 1[ , , , ]
T
i NU U U U L L 
và NI là ma trận đơn vị NxN. 
Ước lượng BER bằng EVM 
Phương pháp EVM dùng để ước lượng BER, 
đặc biệt là trong các hệ thống có BER thấp. Công 
thức toán học EVM được mô tả như sau: 
1
2
2
1
2
1
( ) ( )
( )
N
k
N
k
Z k R k
R k
EVM 


 (12) 
với Z là tín hiệu nhận được và R là kỳ vọng của 
Z, và N là số ký hiệu ước lượng. 
Trong điều kiện nhiễu AWGN, khi ta lấy 
trung bình với số lượng ký hiệu lớn, giá trị trung 
bình gần đúng với giá trị lý tưởng nên ta có được 
sự gần đúng như sau: 
11
22 0
2
1 1
S
N
RMS SNR E EVM
EVM SNR 
(13) 
Như vậy ta ta có thể ước lượng BER bằng 
EVM như sau: 
1
2
2 2
2 2
2(1 ) 3log 2
log 1 log
L
RMS
L
b L L EVM M
P Q
 (14) 
Trong đó, L là số bit cho một ký hiệu 
( 2 )LM . sE là năng lượng trên một symbol. 
0N là công suất nhiễu. Q là hàm bù lỗi Gaussian. 
HỆ THỐNG MIMO-OFDM QUANG VÔ 
TUYẾN 
Mô hình hệ thống MIMO-OFDM quang vô 
tuyến được trình bày như Hình 3. Khi qua kênh 
truyền LOS, hệ thống MIMO-OFDM quang vô 
tuyến và hệ thống MIMO được phân tích tương 
tự nhau trong điều kiện kênh truyền biết trước. 
TAÏP CHÍ PHAÙT TRIEÅN KH&CN, TAÄP 17, SOÁ T1 - 2014 
 Trang 9 
In
fo
rm
at
io
n
 b
it
s
S
y
m
b
o
l 
M
ap
p
er
LD
In
fo
rm
at
io
n
 b
it
s
S
y
m
b
o
l 
D
em
ap
p
er
Remove 
CP &
FFT
PD
1( )U t 1( )P t
'
1 ( )P t 1( )R t
1( )n t
In
fo
rm
at
io
n
 b
it
s
S
y
m
b
o
l 
M
ap
p
er
S
y
m
b
o
l 
M
ap
p
er
IFFT
& CP
LD
In
fo
rm
at
io
n
 b
it
s
S
y
m
b
o
l 
D
em
ap
p
er
PD
2 ( )U t 2 ( )P t
'
2 ( )P t 2 ( )R t
2 ( )n t
In
fo
rm
at
io
n
 b
it
s
S
y
m
b
o
l 
M
ap
p
er
S
y
m
b
o
l 
M
ap
p
er
IFFT
& CP
LD
In
fo
rm
at
io
n
 b
it
s
S
y
m
b
o
l 
D
em
ap
p
er
PD
( )NU t ( )NP t
' ( )MP t ( )MR t
( )Mn t
Z
er
o
 F
o
rc
in
g
1
ˆ ( )U t
2
ˆ ( )U t
ˆ ( )MU t
IFFT
& CP
Remove 
CP &
FFT
Remove 
CP &
FFT
Hình 3. Mô hình hệ thống MIMO-OFDM quang vô tuyến 
Ta xét tín hiệu quang truyền đi ( )iP t bao gồm 
sự không tuyến tính của LD. Do vậy, tín hiệu 
nhận được ở đầu thu: 
'
1
3
0 3
1
( ) ( )
 [1 ( ) ( )]
N
j ij i
i
N
ij i i
i
P t H P t
H P U t U t 


 (15) 
Tín hiệu điện ở đầu thu sau khi thêm nhiễu: 
'
1
3
3
1
( ) ( )
 ( ) ( )
 [1 ( ) ( ) ( )]
j j j
N
ij i j
i
N
ij i i j
i
R rP t n t
r H P t n t
S H U t U t n t 


 (16) 
với 0.S r P . 
Tín hiệu ở đầu thu được tách bằng thuật toán 
ZF được biểu diễn như sau: 
1
1
3
3
1
ˆ ( ) ( ) . ( )
 [1 ( ) ( )] ( )
M
i ij j
j
M
i i ij j
j
U t rP t D n t
S U t U t D n t 


 (17) 
Tín hiệu trên một kênh sau Matched Filter 
bao gồm dòng mong muốn nhận được ( )iD t , phi 
tuyến ( )iZ t và nhiễu: 
'
1
( ) ( ) ( ) ( )
i
M
i i ij j
j
U t D t Z t D n t
  (18) 
với ( )iD t và ( )iZ t được tính như sau [6]: 
Science & Technology Development, Vol 17, No.T1- 2014 
Trang 10 
 3 30 3 0 1 1 14( ) [ (2 1)]. ( )cos( )i kD t S m m K d t t    (19) 
3 3
3 0 4
2 2,
3 3
3 0 4
2 2, 2, ,
( ) ( )cos (2 ) (2 )
 ( ) ( ) ( ) cos ( ) )
 cos ( ) ) cos ( )
K K
i k k q k q k
q k k q
K K K
p p q q k k p q k k
p q q p k k q p
p q k k p q k k
Z t S m d t t
S m d t d t d t t
t t
     
       
       
 
  
  1) , k K   L L
 (20) 
với là chỉ số điều chế quang. 
Trong trường hợp chỉ có LOS, đầu thu có thể 
ước lượng chính xác pha và độ trễ của tín hiệu tại 
sóng mang con k=1, ta đặt 1 và 1 là 0 thì 
SINR và BER trên luồng thứ i có thể được xác 
định như sau: 
2 3 2 231
0 3 02 4
[ (2 1)]iE D m m K S 
 (21) 
  
2
22 6 23 71
3 02 2 4
var ( 1)iZ m K K S 
 (22) 
Xét trường hợp MIMO 2x2, để tính được 
công suất nhiễu AWGN (bao gồm nhiễu nền và 
nhiễu nhiệt), ta viết lại công thức (18) dưới dạng 
như sau: 
 u d z Dn (23) 
với d là vector (2x1) dòng nhận được, z là vector 
(2x1) dòng nhiễu, D là ma trận trọng số ZF (2x2) 
và 
11 12
21 22
D D
D
D D
 được tính từ ma trận H 
được giả sử là cố định, n là vector (2x1) nhiễu và 
1
2
n
n
n
 . Như vậy: 
11 12 1 11 1 12 2
21 22 2 21 1 22 2
D D n D n D n
Dn
D D n D n D n
 (24) 
P là tổng công suất nhận được từ vector tín 
hiệu u. Trong hệ thống MIMO, P thường được 
tính bằng hàm sau: 
 uP trace Q (25) 
với uQ là ma trận hiệp phương sai của u và được 
tính như sau: 
   ( )( )HuQ E u E u u E u (26) 
Công suất Pi của nhánh thứ i là vị trí thứ i 
trên đường chéo của ma trận uQ : 
 ( , )i uP Q i i (27) 
Và như vậy: 
 
2
1
u i
i
P trace Q P
  (28) 
Do các thành phần của u đều có trung bình 0 
nên E{u}=0 và ta viết lại như sau: HuQ E uu 
và: 
 ( )( )HuQ E d z Dn d z Dn (29) 
Vì d, z, n đều độc lập lẫn nhau nên biểu thức 
(29) được viết như sau: 
   
   
   
( )
 ( )
 ( )
H H H
u
H H H
H H H
Q E dd E dz E d Dn
E zd E zz E z Dn
E Dnd E Dnz E Dn Dn
 (30) 
Vì các nhiễu có trị trung bình bằng 0 nên 
   ( )H H HuQ E dd E zz E Dn Dn (31) 
Trong đó:  2H iE dd E D 
và var HiZ E zz ; để tính ( )HE Dn Dn ta 
áp dụng các tính chất sau: s w s w ; 
sw ws ; A = constant thì A A với kí 
hiệu A là liên hợp phức của A, như vậy: 
1 11 2 12 1 21 2 22
1 11 2 12 1 21 2 22
11 21
1 2
12 22
( ) ( )
 [ ]
 [ ]
 [ ]
H T
H H
Dn Dn
n D n D n D n D
n D n D n D n D
D D
n n n D
D D
 (32) 
TAÏP CHÍ PHAÙT TRIEÅN KH&CN, TAÄP 17, SOÁ T1 - 2014 
 Trang 11 
11 12 1 11 21
1 2
21 22 2 12 22
11 12 1 1 1 2 11 21
21 22 12 222 1 2 2
( )
 [ ]
H H HDn Dn Dnn D
D D n D D
n n
D D n D D
D D n n n n D D
D D D Dn n n n
 (33) 
 
  
  
11 12
21 22
1 1 1 2
11 21
12 22
2 1 2 2
( ) .
H D DE Dn Dn
D D
E n n E n n D D
D DE n n E n n
 (34) 
Do   21 1 2 2E n n E n n  ; 
  1 2 2 1 0E n n E n n nên: 
 
11 12 11 212
21 22 12 22
2
2
( )
1 0
0 1
1 0
0 1
H
H
H
N
E Dn Dn
D D D D
D D D D
D D
D I D



 (35) 
22 2( , ) vari u i i iP Q i i E D Z D 
 (36) 
với 
2 2
1
M
i ij
j
D d
  nên 
Như vậy: 
 
 
2
22 var
i
i
i i
E D
SINR
D Z
 (37) 
Khi sử dụng QPSK, BER của luồng thứ i 
được tính như sau: 
 12i iBER erfc SINR (38) 
Như vậy, BER tổng cộng của hệ thống coi 
như trung bình của các BERi: 
 1
1
N
iN
i
BER BER
  (39) 
Như vậy, khi qua kênh truyền LOS thì chất 
lượng của hệ thống MIMO-OFDM không khác 
biệt so với hệ thống MIMO. Tuy nhiên, khi qua 
kênh truyền có phản xạ, hệ thống MIMO-OFDM 
có thể loại bỏ ảnh hưởng của can nhiễu liên ký 
hiệu (ISI) bằng tiền tố vòng (CP). Do đó, việc 
ước lượng và cân bằng có thể được thực hiện dễ 
dàng hơn và chất lượng hệ thống được cải thiện. 
KẾT QUẢ MÔ PHỎNG 
Các thông số mô phỏng hệ thống MIMO-
OFDM 2x2 quang không dây được liệt kê trong 
Bảng 1. 
Bảng 1. Thông số của hệ thống MIMO quang 
không dây 
Kí hiệu Giá trị 
0P 0,1W 
( )ST  1,0 
R 0,75 /A W 
bgP 
25,8 / ( . )W cm nm 
K 4 
nbfI 0,562 
1d 5m 
absT 
0300 K 
A 21,0cm 
( )g  1,0 
 30nm 
1/2 
0 0 010 , 15 , 20 
0m 0,5 
FR 10K 
N M 2 
bR 100Mbps 
Hệ thống dùng 64 sóng mang con, 4 pilot, 
khoảng bảo vệ được chọn lớn hơn thời gian trễ 
của kênh. Trong trường hợp chỉ có đường truyền 
thẳng, khoảng bảo vệ sẽ được bỏ qua. Hình 4 là 
mô hình thiết lập mô phỏng trong điều kiện chỉ 
có đường truyền thẳng. Đầu phát và đầu thu cách 
Science & Technology Development, Vol 17, No.T1- 2014 
Trang 12 
nhau 5m. Hình 5 trình bày thiết lập mô phỏng hệ 
thống MIMO-OFDM trong trường hợp có phản 
xạ và góc tới của đường phản xạ bằng với góc 
nữa công suất (200). Trong trường hợp góc nữa 
công suất là 100 hoặc 150, góc của đường phản xạ 
sẽ giảm xuống tương ứng. 
Hình 6 trình bày kết quả của hệ thống MIMO 
- OFDM trong trường hợp kênh truyền có đường 
truyền thẳng. Kết quả cho thấy khi ta tăng 2d thì 
nhiễu của tín hiệu giữa các cặp LD và 
photodetector sẽ giảm. Kết quả này phù hợp với 
phương trình (37). Khi 2d lớn, hệ thống MIMO 
2x2 trở thành 2 hệ thống Single Output Single 
Input (SISO). Ví dụ, 2 2d m thì SINR = 20, 
12, 6 dB lần lượt tương ứng với các góc truyền 
nửa công suất semiangle 0 0 01/2 10 , 15 , 20 . 
Tuy nhiên, khi 2d tăng thì kích thước đầu thu và 
phát cũng tăng. Để tìm được giá trị 2d phù hợp, 
ta sử dụng đồ thị BER và 2d trong Hình 7. Ví 
dụ, BER yêu cầu là 410 chúng ta có thể tìm thấy 
giá trị 2d nhỏ nhất phù hợp lần lượt là 0.4m, 1m 
và 1.9m tương ứng với các góc semiangle 
0 0 0
1/2 10 , 15 , 20 . Bằng cách giảm độ lớn 
góc 1/2 , kích thước của đầu phát có thể nhỏ lại. 
Tuy nhiên, điều này có hạn chế là các cặp thu 
phát quang đòi hỏi phải có độ tập trung hướng tới 
nhau cao hơn. Kết quả mô phỏng hệ thống 
MIMO-OFDM với đường truyền có phản xạ ở 
các góc nữa công suất khác nhau như Hình 8. 
Trong trường hợp có đường phản xạ, hệ thống 
MIMO-OFDM hiệu quả hơn so với hệ thống 
quang MIMO nhờ khả năng loại bỏ đa đường ở 
phía thu bằng khoảng bảo vệ. Đồng thời việc ước 
lượng và khắc phục các hiệu ứng của kênh được 
thực hiện dễ dàng ở miền tần số nhờ vào pilot. 
Hình 4. Mô hình mô phỏng hệ thống MIMO-OFDM 
với đường truyền thẳng (LOS) 
Hình 5. Mô hình mô phỏng hệ thống MIMO-OFDM 
có phản xạ 
d1 
Tx 
Rx 
Phản xạ 
20
0
20
0
Tx 
Rx 
d1=5m 
TAÏP CHÍ PHAÙT TRIEÅN KH&CN, TAÄP 17, SOÁ T1 - 2014 
 Trang 13 
Hình 6. Kết quả khảo sát SINR theo khoảng cách antenna 
Hình 7. Kết quả khảo sát BER theo khoảng cách antenna 
Science & Technology Development, Vol 17, No.T1- 2014 
Trang 14 
Hình 8. Kết quả của hệ thống MIMO-OFDM trong trường hợp có phản xạ 
KẾT LUẬN 
Bài báo đã đề xuất mô hình truyền thông 
MIMO-OFDM quang vô tuyến cho môi trường 
truyền có phản xạ trong nhà. Các phương trình 
SINR và BER được kiểm chứng bằng cách mô 
phỏng hệ thống trên phần mềm. Việc khảo sát 
SINR và BER cho thấy hệ thống MIMO-OFDM 
quang vô tuyến trong nhà cho chất lượng tốt hơn 
hệ thống MIMO-SCM khi truyền qua môi trường 
có phản xạ. Những vấn đề về đánh giá và phân 
tích tối ưu các thông số trong thiết kế cần được 
nghiên cứu tiếp theo. 
LỜI CẢM ƠN: Nghiên cứu này được tài trợ bởi Đại học 
Quốc gia Thành phố Hồ Chí Minh ( VNU-HCM) trong khuôn 
khổ đề tài mã số C2013-18-08. 
TAÏP CHÍ PHAÙT TRIEÅN KH&CN, TAÄP 17, SOÁ T1 - 2014 
 Trang 15 
Indoor optical wireless MIMO-OFDM 
system 
 Dang Le Khoa 
 Vu Thanh Tung 
 Nguyen Thanh Tu 
 Nguyen Huu Phuong 
 University of Science, VNU-HCM 
ABSTRACT 
Indoor optical wireless systems have 
attracted attention, because they allow high-
speed transmission without electromagnetic 
interference. Multi Input Multi Output (MIMO) 
techniques are very promising in providing 
high data rate or providing performance over 
fading channels. Orthogonal frequency 
division multiplexing (OFDM) can send 
multiple high speed signals by using 
orthogonal carrier frequencies. In this paper, 
we propose an optical wireless MIMO-OFDM 
system to achieve better performance. The 
signal of each optical transmit antenna is 
detected by using zero forcing (ZF) 
algorithm. We use the error vector 
magnitude (EVM) to predict BER 
performance. The analysis of bit error rate 
(BER) shows that the proposed system 
achieve better performance transmission 
than OMIMO system when transmitting the 
signal over reflection channels. 
Keywords: optical wireless, MIMO, OFDM 
TÀI LIỆU THAM KHẢO 
[1]. F.R. Gfeller, U. Bapst, Wireless in-house 
data communication via diffuse infrared 
radiation, Proceedings of the IEEE, 67, 11, 
1474–1486 (1979). 
[2]. Y. Shi, S. Member, C.M. Okonkwo, D. 
Visani, H. Yang, H. Van Den Boom, G. 
Tartarini, Ultrawideband Signal Distribution 
Over Large-Core POF for In-Home 
Networks, Journal of Lightwave Technology, 
30, 18, 2995–3002 (2012). 
[3]. A.C. Boucouvalas, Indoor ambient light 
noise and its effect on wireless optical links, 
IEE Proceedings Optoelectronics, 143, 6 
(1996). 
[4]. O. Duarte, Performance of infrared 
transmission systems under ambient light 
interference, IEE Proc.-Optoelectro, 143, 6, 
339–346 (1996). 
[5]. R.A. Cryan, Sensitivity evaluation of optical 
wireless PPM systems utilising PIN-BJT 
receivers, IEE Proc.-Optoelectron, 14, 6, 
355–359 (1996). 
[6]. D. Takase, T. Ohtsuki, Optical wireless 
MIMO communications (OMIMO), IEEE 
Global Telecommunications Conference- 
GLOBECOM ’04., 2, 5, 928–932 (2004). 
[7]. Đ.L. Khoa, N.T. An, B.H. Phú, N.H. 
Phương, Thực hiện hệ thống OFDM trên 
phần cứng, Tạp chí PT KH&CN, 12, 73–83 
(2009). 
[8]. C. Lin, A. Using, Studies of OFDM Signal 
for Broadband Optical Access Networks, 
Science & Technology Development, Vol 17, No.T1- 2014 
Trang 16 
IEEE Journal on Selected Areas in 
Communications, 28, 6, 800–807 (2010). 
[9]. D.R. Kolev, K. Wakamori, M. Matsumoto, 
Transmission Analysis of OFDM-Based 
Services Over Line-of-Sight Indoor Infrared 
Laser Wireless Links, Journal of Lightwave 
Technology, 30, 23, 3727–3735 (2012). 
[10]. S.K.K. Kumamoto, K. Tsukamoto, Nonlinear 
distortion suppression scheme in optical 
direct FM radio-on-fiber systems, IEICE 
Trans. Electron, E84–C, 541–546 (2001). 
[11]. J.R. Barry, Wireless Infrared 
Communications, Kluwer Academic 
Publishers, 9219, 97 (1997). 
[12]. J.R. Barry, J.M. Kahn, W.J. Krause, E.A. 
Lee, D.G. Messerschmitt, Simulation of 
multipath impulse response for indoor 
wireless optical channels, IEEE Journal on 
Selected Areas in Communications, 11, 3, 
367–379 (1993).